本文为一个趣味小项目，仅需用到三种很便宜的TO-92直插晶体管(2N3904，2N3906，J112)，读者可以直接在洞洞板上搭建电路。

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1-射极跟随器

有时候在电路中需要⼀个跟随器做缓冲，单个晶体管做的射极跟随器就能实现这⼀功能。

这个电路非常简单，但缺点也非常明显：

1.只能输出单一极性的电流(NPN灌电流，PNP拉电流)。

2.输入到输出会有一个固定的PN结压降。

2-甲类缓冲器

普通的单管射极跟随器，其输出电流只能为单⼀极性，在某些需要同时输出正负电流的情况下，就不适⽤了。

此时我们可以给输出加上⼀个到负电源的恒流源负载，这样就可以输出正负电流了。

这个电路解决了之前射极跟随器只能输出单一极性电流的问题，但是同样有很多缺点：

1.静态功耗很大，有10mA。

2.拉电流能力有限，最大为10mA；要增强拉电流的能力，就要增大恒流源的电流，但这样又会让静态功耗增加。

3.效率低，理论最大效率仅为50%。

3-"钻石"缓冲器

上⼀个甲类缓冲器，虽然能输出正负电流，但其静态功耗太⼤，并且拉电流能⼒有限，还有输⼊输出固定的PN结压差。

那么能不能⽤前⾯两个电路，拼出正负两个部分，⼀个部分专⻔负责灌电流，⼀个部分专⻔负责拉电流？

这样⼦静态时的电流很⼩，灌拉电流的能⼒都很强，还⼏乎没有固定的输⼊输出压差。

其中，上半部分为灌电流的上拉网络，与之对偶的下半部分为拉电流的下拉网络；Q1与I1，Q2与I2组成了上文中的的甲类缓冲器(下图中的红框内)；Q3，Q4组成了基础部分的射极跟随器(下图中绿框内)：

由于所有晶体管都工作在线性区，其 $V_{BE}$ 压差都是一个PN结的压差，所以Q3与Q4的基极电压分别约为 $V_{IN}+0.7V$ 与 $V_{IN}-0.7V$ ，然后这个0.7V的压差又会分别被Q3与Q4的 $V_{BE}$ 抵消掉，刚好构成一个输出电压约等于输入电压的模拟缓冲器。

另外，Q3和Q4的射极上都串联了一个电阻，这个电阻的作用是提升热稳定性：如果没有R3，R4，那么当输出级晶体管温度上升， $V_{BE_{ON}}$ 减小时，静态电流会急剧增大，增大的静态电流又会提升功耗，造成温度进一步上升，形成正反馈，进而导致发生热击穿。有了R3，R4后，当温度上升导致静态电流增加，电阻上的压降会形成一个负反馈来抵消负温度系数带来的正反馈，进而提升热稳定性。

这两个电阻会让这个模拟缓冲器的增益略微小于1，因为射极电阻会与负载电阻分压。

此外，利用R3与R4当作检流电阻，还可以增加两个晶体管，给这个缓冲器加上输出限流的功能，如下图：

让R3，R4上的压降达到0.7V左右时，Q5与Q6就会开始分别切断Q3与Q4基极的电流供应，进而实现限流。此时相当于，I1+Q3+Q5+R3，I2+Q4+Q6+R4分别会构成两个恒流源，其电流为 $\frac{V_{BE_{ON}}}{R_{SENSE}}$ 。

此缓冲器的最大输出电流能力与I1，I2的电流大小和Q3，Q4的β有关。2N3904与2N3906的β在 $I_{C}$ 比较大时衰减很快(如下图)

在2mA的前级驱动电流下大约最多只能输出100mA电流。

而2N4401与2N4403的β更高且衰减更晚(如下图)

在散热条件允许时，可以轻松达到200mA以上，所以将输出级更换为2N4401与2N4403，可以在不怎么提升静态功耗的前提下，获得更强的输出驱动能力。

4-电流反馈放大器

前⾯的⼏个电路都是缓冲器，没有放⼤信号的能⼒。

那么有没有办法，利⽤前⾯⼏个电路，拼出⼀个可以放⼤信号的，真正的"放⼤器"？

其中，Q1~Q4与I1~I2，Q9~Q12与I3~I4都是"钻⽯"缓冲器(下图中的红框内)；Q5与Q6，Q7与Q8为电流镜(下图中的绿框内)：

其中，R5-R8的作用是提升电流镜的匹配性，降低晶体管制造误差/温度误差带来的影响。例如，假如两个晶体管的 $V_{BE_{ON}}$ 因为各种原因相差了100mV，如果不接电阻的话，那两边的电流相差会巨大无比；但是有了这个200Ω的电阻，100mV的失配只会带来0.5mA的误差。

由于CFA的增益类型不是简单的电压增益，而是跨阻增益，所以其反馈电阻 $R_{FB}$ 基本就决定了DC电压增益的大小。更大的 $R_{FB}$ 会带来更低的DC开环增益，而主极点与次主极点都没有变，所以增益曲线会在更低的频率下变为0，这会影响运放的速度，但是运放的相位裕度会提高，同理，更小的 $R_{FB}$ 会带来更高的速度但是相位裕度会降低。

如果希望输出级有更高的压摆率，可以把I3与I4换成动态偏置电流源(Q13与Q14)，具体电路如下：

这样子更改之后，在误差电压接近0(也就是静态)的时候，输出级偏置电流基本就是Q3与Q4的静态电流，略小于2mA；当误差电压变大时，Q3或Q4开始向 $R_{FB}$ 输出电流，之后对应的Q13或Q14会按1:1增大对应输出级的偏置电流，这样子就可以实现动态偏置，同时达到低静态电流与高动态压摆率。

当然，输入端的保护也是必要的，一般来说在如下的两个位置各加上一个二极管(D1与D2)，即可防止输入级过载：

这样，当输入级有一个阶跃，I1/I2给Q1/Q2的射极节点充电/放电的速度不够时，二极管可以把输入旁路到这两个节点之一，这样子就不用担心脆弱的BE结反向击穿了。

5-电压反馈放大器

上文所做的电流反馈运算放⼤器，仍然存在以下的几个问题：

失调较⼤，由于NPN与PNP晶体管的电性能不可能完全对偶，其 $|V_{BE_{ON}}|$ 不可能完全相等，而他们之间 $|V_{BE_{ON}}|$ 的差异体现在运放性能上，就是失调电压比较大，大约为 $||V_{BE_{ON_{NPN}}}|-|V_{BE_{ON_{PNP}}}||$ ，也就是"钻石"缓冲器的输入输出压差。

反相输⼊端 $I_{BIAS}$ 很⼤，由于反相输入端实际上是"钻石"缓冲器的输出，所以 $I_{BIAS}$ 肯定小不了。

类似的，反相输入端的电流噪声也不会小。

这些问题会让应⽤上受到⼀定的限制，有没有办法解决这些问题？

其中，Q1~Q4与I1~I2，Q9~Q12与I3~I4，Q13~Q16与I5~I6都是"钻⽯"缓冲器(下图中的红框内)；Q5与Q6，Q7与Q8为电流镜(下图中的绿框内)：

这个电压反馈运算放大器相比之前的电流反馈运算放大器，给IN-多增加了一个"钻⽯"缓冲器，用缓冲后的IN+与IN-信号去驱动R13这个负载电阻，产生的误差电流与之前的CFA一样，经由电流镜送到高阻节点，去驱动输出"钻⽯"缓冲器。R13这个电阻的作用非常类似与CFA的 $R_{FB}$ ，决定了这个运放的DC开环增益。

如果需要加上频率补偿电容，那么应该加在高阻节点上，即Q6与Q8的集电极，也就是输出"钻⽯"缓冲器的输入，因为主极点在这里。

如果想让运放做到无限大容性负载稳定，可以在输出级"钻⽯"缓冲器的输入与输出之间，加上一个串联的RC。正常工作时，由于"钻⽯"缓冲器的输出始终会跟随输入，所以这个串联的RC两端的电压基本不会有变化，也就不会影响整体电路的工作。在输出缓冲器输出端有大容性负载时，输出节点会被大电容拖住，无法及时跟随输入，此时容性负载补偿容阻两端就出现了变化的电压，这个补偿网络就开始发挥作用，影响高阻节点的阻抗(相当于增大频率补偿电容)，进而调整运放环路响应，做到容性负载稳定。补偿网络带来的零点会使相位超前，确保即使负载电容无限大，其总的相移也不会超过180°，这样也就做到了无线容性负载稳定。

下图展示了加上频率补偿电容(C1)与容性负载补偿容阻(Rc+Cc)后的原理图：